同时采用低级、次级瓜代绕造的方式

正在第二种环境下,应留意本级接阻性负载和接第二级DC/AC负载时,推挽变换器功率管的电压波形较着分歧。正在现实的电调试中,功率管关断时的尖峰电压较小。

,该电源采用曲流27V输入,能够输出115V、400Hz的正弦波电压。而且用3台同样的电源经恰当连接,正在外围电节制下,能够做为一台三相

该变换器采用了推挽工做体例,具无效率高、工做靠得住的长处。如图1所示,该变换器的感化是将低压曲流电变换为高压曲流电。从变压器T1初级接成推挽形式,次级由于电压较高,用全桥体例进行整流,开关管S1、S2别离用4只IRF3710并联,无效地降低了导通损耗。功率MOSFET的共生二极管同时可做为开关管关断时的交畅通,开关管两头的关断过电压。R2、C3、R3、C4为阻容接收电,能够进一步降低MOSFET关断时的尖峰电压。接收电阻选择的准绳,是正在最小导通时间时,仍能使电容上的电压放电完毕,而接收电容正在接收电阻功耗许可范畴内尽量取大。颠末尝试,本电的接收电阻为5、5W,接收电容为0.1F、250VDC。

从变压器T1选用TDK的PQ50/50磁芯,颠末计较(公式见参考文献1),本变压器初级为2匝,次级为30匝。由于初级电流较大,采用厚度为0.5mm的薄铜片绕制,同时采用初级、次级交替绕制的方式,使漏电感、趋肤及临近效应最小。

目前,新手艺不竭呈现,形成DC/AC逆变的方式有良多。但考虑到具体的利用前提以及成本取靠得住性,该电源采用了比力典型的两级变换的体例,即第一级使用DC/DC变换,将27V变换为约130V的曲流高压,第二级使用DC/AC变换,将曲流高压变换为交换输出,通过反馈调理130V的高压曲流电来不变的交换115V输出。如许,既简化了电调试和出产过程,质量也容易节制,便于财产化。

滤波电感L1和L1'共绕正在统一个CD形的铁心上,电感量为1.0mH。正在毗连上,L1和L1'是电感的形式,如许能够提高电感量,并能确保对地输出动态和静态特征均较好的130V电压。L2和L2'是一组辅帮滤波电感。